フロントパネルのキーボード基板をパネルに固定している樹脂柱が破断して浮いて跳ね上がってしまっているのを修繕する計画をたててみた。

正常な状態と今回の破損状態を図示すると。



根本から突起が破断して無くなっているのでどうにも固定手段が無い。基板に穴は空いているので、そこを通す形で無くなってしまった突起の代わりにプラネジを忍び込ませて頭の部分をパネル側に接着し、十分固まった後日、ナットで締め付けて固定するという計画。



これを固定樹脂が破断した３カ所について行う予定。突起の頂上部分が破断したものはエポキシ樹脂で固定する予定。

しかし接着剤になるエポキシ樹脂を入れた容器がどっかに転がって見あたらないので後日見つけた時にでも。あとプラネジも一緒にどっかに行ってしまった。

ドナーに壊れた液晶を戻して動作確認。表示には難があるけど中の動作は問題無し。



けなげにself test okと表示している。

これは通常はHP-IB経由で使うので問題なし。

さてDM81LS95ANの代わりに74LS541を買ってきて変換基板を作ろうとはじめたものの、基板をカットしたりするのが面倒なので、配線をスワップするピンだけ横にのばして、それ以外は丸ピンソケットに差し込む形でジェフロン線で丸ピンソケットとICのリードをハンダ漬けして結線。DM81LS95ANピン互換モジュールの出来上がり。



予めメインコントロール基板の壊れたDM81LS95ANを除去して丸ピンソケットをハンダ漬けしたところへ装着。



本体に戻して組み上げて電源を入れ、問題のピンが正常にプルアップされているのを確認。それ以外のピンも同様に問題無いことを確認して、キーボード基板にケーブルを接続。

キーを押してみると、ちゃんと反応するようになった。基板の固定部分が乖離しているので裏から手で押さえてボタンを押さないとめり込んでしまうがこれは後日別の樹脂材料を接着するなどして補修しよう。

ソケットのピンが折れている部分も基板側とは接触はしているようで全部のキーが機能した。セルフテストをやってみるとOKが出た。生き返ってくれたよかった。



さてほっておいたシグネチャアナライザを完成させないと、回路図を入力するのが面倒なだけなんだけど。

実はかくしていたわけではないがもう１匹おジャンクなHP3457Aがうちにある。

やはり液晶がやられていてけなげに表示しようとしているが墨が入ったみたいにほとんどキャラクタが隠れてみえない。動作はしているようだ。

それとキーボードが押すと凹んでしまう。中を開けてみると、キーボード基板をフロントパネルに固定していた樹脂の突起が衝撃で破断して基板が一部浮いてしまっている。

HP3457Aのフロントパネルの押しボタンは導電性ゴムで基板上の接点をON/OFFするタイプなのでしっかり基板がフロントパネルに押しつけられていないといけない。

それとキーボード基板とメインコントローラー基板をつなぐケーブルのコネクタのピンが折れている。



このせいか電源は入るがキーボードが効かない。

これの修理を計画してまた液晶のドナーも入手。HP3852Aというデータ収集コントローラー。同時期に多用されているHPの液晶がこれには２つも使われている。このひとつを移植することに。



どうやって外すか苦心したところフロントパネルの下部のネジ（接着剤で固定していてなかなか緩まなかった）を外すと簡単に外れた。



裏には小さなマイコンが載ったコントローラ基板と液晶ジュールが２つ見える。

このひとつを外して、壊れているHP3457Aのものと交換。見事に表示部分は復活した。乾電池２個直列の電圧を測定してみてもDCV測定動作は正常。



残る問題はキーボード。試しに正常なHP3457Aのケーブルと交換してみたが、変わらず。

更に正常なHP3457Aのフロントパネルにつないでみても現象は変わらず。

ということはメインコントローラ基板側に問題があるということに。

サービスマニュアルの回路図を見ると、キーボードにはメインコントローラーから７本のスキャンセレクト信号が供給されていて、キーボードからメインコントローラーには６本の信号がリターンしている。すなわち７ｘ６のスイッチマトリックスに過ぎない。

また回路図から破損しているピンの２つは未使用ピンであることが判明。残り１つがリターン信号。

オシロで動作中の各信号ピンを観測すると７本にはセレクト信号のパルスが確認され、６本のリターン信号のうち５本は+5Vにプルアップされていることがわかったが、１本が0.8Vとプルアップ状態でない。これが怪しい。

電源を切って、各リターン信号と電源との間の抵抗値を測定してみると、正常な５本は10kΩとプルアップ抵抗とほぼ同じ。異常な１本が2kΩと少ない。

これはリターン信号用の3-stateオクタルバッファU613(DM81LS95AN)の故障が疑われる。

このため常にどっかキーが押されている状態になってしまって他のキーを受け付けないという状態になっていると思われる。



ありふれたTri-state octal bufferだけど、74シリーズの同じ3-state octalバッファICとはピン互換性がなく今では入手困難。

ちなみに問題のピンを5kΩで強制的に+5vに引っ張ってやると多少レベルが上がるのでHレベルになりキーが離されたと見なされキークリック音が鳴る。液晶には５という数字が表示された。

ということでバッファICの故障は確定でこれを直して欠けているコネクタの信号をなんとかつなげば復活することは明らか。

どうしようか、仕様的には74HCT541と同じだけどピンアサインが異なるので変換してやらないといけない。



74LS541->DM81LS95AN変換基板を作ればいいのか。



やってみよう。

平均化増幅回路に使われているコンデンサはちょっと他のものと変わっている。



通常OPアンプの周波数補償用とかはセラミックタイプの高周波用のもの。

これはフィルムコンデンサであることはわかるがマイラーではない。

交換部品リストにはPolye(ポリエステル)とある。

写真の上の２つは積分用の0.039uFと0.47uF。0.039uFというのはあまり見かけない。ヨーロッパ製のフィルムコンデンサにはある。秋葉原で探したら同じ容量の欧州製ポリプロピレンフィルムコンデンサが見つかった。普通は0.033uFというのしか無い。ポリエステルもポリプロピレンも漏れ電流や誘電吸収効果が他のタイプと異なり極端に少ないので積分回路には欠かせない。セラミックは誘電吸収特性が悪いので積分回路には使えない。なので大抵置いてあるはず。ただ耐圧が高いものは大きいので、耐圧の低いくて容量が比較的大きいのを探すのは難しかったりする。50V耐圧のは大抵マルツパーツ館に置いてあったが、0.47uFは無かった。仕方がないので耐圧の大きい200Vとかいうのを使うしかない。

そういえば以前にHP4951Aが故障したときもスイッチング電源回路の積分用外付けコンデンサが積層セラミックでひどいリークを起こしていたためだったというのを思い出した。あれは明らかに設計か製造段階のミスだろう。

特に交換しなくても問題はなさそうである。

今朝から機材を十分ウォーミングアップしてドリフトが落ち着いた状態で調整を開始。




サービスマニュアルを改めて一行一行読み直したら、以前やった時にうまくいかなかった調整箇所は電圧測定基点が違っていたのに気づいた。

ちゃんと今回はTP17を-0.370Vに設定できた。全波整流回路のコレクタ電圧を測定するところでサービスマニュアルにある通り、超低周波で発振してしまうので調整に難儀した。それとシールドを取り外すと測定値が暴れまくるのでテストピンがシールド板を外さないと届かない最初の調整箇所を除いてはシールド板を元に戻して調整。TP12とTP15をショートする際にも長いクリップコードだとノイズを拾ってしまって寄生発振をするので、最短距離でショートする工夫が必要だった。

なんとかゼロ点調整をして電圧測定値の誤差が1%未満になったところで、本格的なACV調整を開始。

これも以前やったことがあるので慣れてきたので比較的短時間に終了。ちょっとOPアンプやコンデンサの劣化があるのか周波数特性が悪い感じがする。高い周波数で合うように調整すると今度は低い周波数が大きめの値になってしまう。平均化増幅回路のOPアンプLM307Nは交換したほうがよかったかもしれない。でもフィルター用のコンデンサは高精度のものなのでちょっと交換はできない。

やはりマニュアルを見ると100Hz以下ではアナログフィルタONにしないとだめらしい。50Hzで10V入力した場合に、アナログフィルタOFFだと10.2Vと2%増しになってしまう。アナログフィルタONだと10V近い妥当な値を表示する。

総じてアナログスイッチ用のFETの故障が目立ったのと、OPアンプの劣化、それにFETゲート電圧制御用のコンパレータの故障が主なアナログ部の故障箇所だった。あと電源の電解コンデンサの容量抜けもあった。

デジタル部はたぶんSRAMの故障のみ。意外にデジタル回路の故障は少ない。長持ちする所以である。

今回の修理を経験してみて、高精度のデジタルマルチメーターはどうやら調整後の鮮度が高いうちは高精度だが、使い込んだり過酷な使用方法によっては重要な部品が劣化したり故障する可能性が常にあるということ。完全に故障しないまでも劣化して精度が悪くなることがあるので定期的な校正チェックや調整が必要な測定器だということがわかった。

特に昔のOPアンプは消費電力が大きいので、長い期間のうちに劣化するのは避けられない。リファレンス電源のOPアンプとかの劣化は表示値が不安定とかいう現象として現れてくるので、安定した電圧源（電池とか）を測定して表示がばらつくようならリファレンス電圧源の劣化を疑ってみる必要があるかもしれない。

あと電源の電解コンデンサの容量抜けで定電圧が保てないケースもある。

いろいろ勉強になった。まだちゃんと勉強していないアナログ電子回路やトランジスタやダイオード、OPアンプとかの使われかたも今後の研究の参考になった。

FETを交換するまえにドレイン・ソース間の導通を調べてみようと思ったら電源OFF状態で他のFETと同じ様に正常にON状態であるという事実が発覚。

もう一度回路図を見てみたら、Q21がONになるのはアナログフィルタOFF時ではなくON時だった。逆にLPFのカットオフ周波数を変えるQ22,Q23がONになるのがアナログフィルタOFF時で逆に勘違いしていたことが発覚。

ということはシミュレーションでアナログフィルタがON時の波形だと思っていたのは実はアナログフィルタOFF時のものだということに。

実際に波形を観測してみると、確かに低周波ではリップルが乗るが、シミュレーションで出てくるようにそれほど大きいものではないことが判明。以前振幅が大きいと思ったのはオシロのレンジが小さかったからだということも明らかに。

観測結果はその測定条件も合わせて数値的に把握しておかなければ役にたたないことを思い知らされる。思いこみで観測結果を解釈するとろくでもないことに。

というわけでAC CONVERTER回路は意図した通りに動作しているという結論に至る。

しかし調整がサービスマニュアル通りいかないところがあるのはげせない。

特に1kHzの入力に対してサービスマニュアルではTP16とTP17にそれぞれ同じぐらいの波高のリップルが観測されかチェックしろとあるのだが、TP16については記載されている通りだが、TP17は平均化アンプによってフィルターされてしまってほとんど平坦になってしまっている。1kHzじゃなく50Hzぐらいならばサービスマニュアルにあるような波形が見えるのだが。



シミュレーションでもTP17に対応するOPアンプ出力はフィードバックトランジスタがONすると一定電圧に落ち着いてしまうのでリップルはよほど入力に大きなリップルが乗る数十Hz以下のAC入力を与えない限り現れない。第一A40Q14のゲートをGNDに落としたら出力にはリップルはまったく乗らないので、開平増幅回路への入力もDCとなりその出力もDCになってしまう。これはシミュレーションでも確認済み。やはりサービスマニュアルが誤っているとしか思えない。



あとHP3456Aのサービスマニュアルには一部誤りがあって、AC CONVERTER基板のDualトランジスタのピン番号の順番が間違っている。導通をチェックして確認した限りではオペアンプなんかと一緒の順番が正しいのだが、そうなっていない。

さてそうすると可能な限り調整でなんとか精度を追い込むしかないということになる。

シミュレーターのノード数制限内になんとか回路を収めるために全波整流回路を簡略化し、大きな影響を与えないOPアンプの入力バイアス回路を無くしてようやくRMS-DCコンバーターの全動作がシミュレーション可能に。

やってみたら、出力が収束するまでに結構時間を要するがリップルは乗らない。1kHzでも50Hzでも結果は同じだった。



だとすると出力に正弦波のリップルが乗るのはどこか故障しているからに他ならない。

最初間違えて平均化増幅回路のフィードバック用FET(Q21)をオープンにしていたのだが、その状態だと出力が正弦波になってしまっていた。このFETはアナログフィルタがOFF時にはCLOSEするようになっているので、先の結果はアナログフィルタがOFF時のもの。

今度はアナログフィルタON時のもの。入力の２倍の周波数のリップルが乗るものの、これは外部のアナログフィルタ回路でキャンセルされるので最終的には平坦になる。



アナログフィルタをONにした時の方が収束が早い。

問題の平均化増幅回路のフィードバックFET(Q21)が故障していてアナログフィルタOFF時でもオープンのままだったらどうなるか見てみよう。



もののみごとに低周波の正弦波が現れる。これは実機でもこのくらい大きな振幅が見られるのでフィードバックFET(Q21)が常にオープンのままだという疑いが急浮上した。

Dualトランジスターは完全に無実だった。平均化増幅回路がフィードバック不足で発振していたためだった。

確かにアナログフィルタOFF時にFETのドレイン側をオシロで観測すると0Vなはずが大きな正弦波が観測された。壊れているくさいので早速交換しよう。

絶対値増幅回路の出力である全波整流波形を二乗演算する回路のシミュレーションをやってみた。

二乗演算は反転増幅器として構成されているので、極性が反転していることに注意。

1ms期間のシミュレーションだと謎の寄生発振信号が乗ってしまう。実際の回路でも出力端の信号をオシロで観測しようとすると似たような高周波の寄生発振が見られる。二乗演算だけにちょっとした高周波ノイズでもそうした誤動作が生じかねない。なのでこの回路は上にシールド板がかぶせてあるのか。



ここまでは実際の回路と同じ結果が得られている。

問題はこの先の平均化増幅回路と開平増幅回路の挙動。正弦波リップルは本当に発生するのだろうかという点。

正確には精度ではなく確からしさなんだろうけど、HPのものはACV精度が総じて良くない。

たぶんAC RMS-DC CONVERTER回路の性能が良くないものを使わざるを得ないのが原因していると思われる。

世の中にはもっと良いACV確度のデジタルマルチメーターが存在する。

キャリブレーターとかを作っているFLUKEなんかもそのひとつ。

ACVの確度はDCVに劣るものの百数十ppm台の性能を出している。

HP3456Aなんかは0.2%とかだから2000ppm以上あるのでそれと比べれば歴然とした違いがある。

熱型RMSとかと称して詳細は謎だけど、FLUKEの高精度デジタルマルチメーターはACVの精度が格段によい。

普通に簡単な測定には1%未満の精度があれば有効数字的にはOKだけどね。

あとACV測定の際にはAC CONVERTER回路を経由するので必然的に内部抵抗というかインピーダンスがDCV測定時よりも低い。大抵は1MΩとかなので、数百kΩとかそれ以上の高インピーダンス回路の測定をするときは影響が出てくるのは避けられない。OPアンプとかの高インピーダンス入力を測定しようとするとほとんど0Vになってしまう(フィードバックでキャンセルされるのとオープンゲインが大きいため）。このあたりはFETプローブとかを使ってオシロとかで観測したほうが良いのかもしれない。オシロもFETプローブ無しだと1MΩとかでデジタルマルチメーターと変わりないので。

AC CONVERTERの動作をシミュレーターで見ようとした試みは回路規模が大きいため挫折。

小分けすればできるのではと思い返して、前段の絶対値増幅回路（全波整流回路）のシミュレーションをやってみた。

最初初段のOPアンプのバイアス調整をしない状態でやったら、整流された波形のエンベローブが平坦でない。

理想的なOPアンプではオフセットは無いが現実のOPアンプには歴然としてある。それをキャンセルするというか下駄を履かせて調整する回路があるのでその定数を変更して山が揃うようにした。



まあこれはシミュレーションしなくても想像はつくし、実際にこういう波形が出ているのは確認済み。理想的なダイオードであれば、トランジスタ回路は要らないのだが、現実のダイオードには順方向の電圧降下があるのでその分を下駄を履かせるためである。ダイオードが真ん中でつながっているところの波形を観測するとシミュレーターも現実も正弦波の0Vクロス付近に下駄を履かせたような波形が出ている。

増幅率がこれであっているのかは疑問。前置アンプ回路は取り去っているので、実際には不要なフィードバック回路がグランドに落ちていることもあり、その辺りも回路に加えないと正しい増幅率にはならないのかもしれない。

それでも動作的にはあっている。

あとはこれを後置のSQUARE AMPに与えた場合の波形をみてみたい。